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氮化镓技术如何应用在适配器和充电器领域?

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深圳逸盛通科技有限公司

时间 : 2019-03-18 09:50 浏览量 : 27

氮化镓技术如何应用在适配器和充电器领域?

1 简介

宽带隙功率半导体的商业可用性及其明显更好的品质因数对许多客户提出了一些基本问题:基于这些宽带隙器件的系统解决方案在功率密度和效率方面有多好?基于硅的解决方案在多大程度上可能会使用更复杂的拓扑结构和控制技术去实现同样的性能?

本文试图为两个应用领域,即适配器和紧凑型充电器提供这些问题的答案。

作为横向功率器件的 GaN HEMT 与其相应的硅器件相比具有低一个数量级的栅极电荷和输出电荷。结合几乎为零的反向恢复电荷,它可以实现反向导通器件的硬换向。因此,GaN 支持更简单的拓扑结构以及优化的控制方法在软开关和(部分)硬开关之间无缝切换。尽管低压和中压等级的硅基功率器件的硬换向是可以接受的,但对于技术突出的 600V 超级结器件,可防止由于损耗和电压过冲而导致的任何此类操作。AC- DC 应用的设计者有三种选择为使用宽带隙器件做下一个最佳替代方案:单端拓扑结构,例如升压转换器作为功率因数校正级,在图腾柱 PFC 中通过相应的控制方法(如三角电流模式(TCM)操作)严格避免硬换向,或使用输入串联转换器架构,其中电压应力分布到几个串联连接的转换器级上。

虽然单端拓扑结构可能不符合效率目标,但双升压等替代解决方案可能无法满足空间或成本目标。尽管输入串联解决方案已证明其能够达到效率和密度目标[1],但控制方法仍然具有挑战性,并且可能仅限于将此概念用于高功率部分。

当试图克服 65W 适配器的 20W/in³密度目标时,紧凑型充电器的设计选择明显缩小。在大多数或所有操作条件下需要回收漏电感中的能量并提供零电压开关,排除了许多单端拓扑结构选择。

本文探讨了 GaN HEMT 与仅次之的硅替代品相比的价值。

2 器件原理及概念

由于GaN HEMT与其硅对应器件之间存在竞争,超级结器件显然是最佳选择,让我们首先简要回顾一下最新的技术成就。 超级结器件已推出十多年,导通电阻越来越低[2],并因此降低了器件寄生电容使器件本身具有更快的开关 速度。图 1 显示了三代后续超级结晶体管与增强型 GaN HEMT 的输出电容特性的对比。图 2 显示了存储在 输出电容中的能量。

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图1 与增强型GaN HEMT相比,超级结器件的三个连续技术节点的输出电容特性的发展
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图2 与GaN HEMT相比,连续三代超级结器件的输出电容中存储的能量趋势

即使 GaN 的输出电容在低电压范围内显著降低,存储在输出电容中的能量也相当接近超级结器件所实现 的能量值。由于这种能量在每个开关周期硬开关瞬变期间耗散为热量,因此从该图中已经明显看出 GaN 的 真实值将在基于半桥的电路中并且将限于单端拓扑结构中。 图 3 显示了作为软开关转换的关键参数之一的存储在输出电容中的电荷比较。

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图3 增强型GaN HEMT(左)与先进超级结器件(右)的QOSS和电压的比较

在单端拓扑结构中,损耗将由EOSS参数控制,而在基于半桥的电路中,存储在输出电容[3]中的电荷和反向恢复电荷控制着损耗。虽然超级 结器件针对极低的EOSS品质因数进行了优化,但GaN HEMT提供了更有利的QOSS品质因数,第一代产品已经比同类硅产品好一个数量级。

3 应用实例

宽电压输入手机充电器 为了定量评估宽带隙功率器件提供的性能改进,我们针对各种应用执行了多目标优化。这种方法允许我们 考虑转换器设计中的所有可用自由度,例如各种拓扑结构、变换器的交错、开关频率和半导体使用,以及 每种潜在设计效率和功率密度的结果。这样的分析揭示了包含所有帕累托最优设计的包络函数,并允许评 估整个应用的效率和密度之间的权衡[4]。

3.1 非对称反激拓扑结构

动电子设备(如笔记本电脑、手机、平板电脑、电子书阅读器和智能手表)的日益普及导致了各种不同的 充电器类型。为了减少电子浪费并简化用户体验,对具有高效率和高功率密度的通用适配器的需求已变得 明显。为此,推出了 USB-PD 标准,支持各种输出电压(5V 至 20V),功率水平高达 65W。 为了确定最适合高密度 USB-PD 适配器的拓扑结构,已经通过多目标优化评估了几种拓扑结构选项。考虑 的拓扑结构包括:具有次级侧功率脉动缓冲器的 PFC 反激式、具有固定(高)输出电压的反激式转换器和 后续降压转换器、具有宽输出电压范围的反激式转换器、级联非对称 PWM 反激式转换器,其中初级侧由两 个级联半桥组成,以及非对称 PWM 反激式转换器。优化结果如图 4 所示,对应于在最坏情况输入电压(Vin = 90V)和最高输出电流(Iout = 4A)下的满载运行。此外,还显示了热限制线,其限定了给定功率密度所需的 最小效率,以便将适配器的表面温度保持在 70°C 以下。只有在该线以上的设计具有被动地消散所产生的热 量(即自然对流和辐射)而不超过壳体的热限制所需的必要效率。这清楚地表明,最高功率密度的目标不 可避免地与最高转换效率相关联,这强调了综合的多目标优化方法的必要性。

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图4 满载(Pout = 65W)、Vout = 20V和低压输入(Vin = 90V)操作的多种不同适配器概念的多目标优化结果

优化结果表明,非对称反激(见图5)是高度紧凑型充电器的最佳选择,因为它具有最高的效率。该拓扑结构拥有利用磁化电流实现的初级侧 半桥ZVS,以及同步整流开关的ZCS,为最高转换效率奠定了基础。转换器在初级半桥低边开关的固定导通时间(由谐振频率决定)和高 边开关的变化导通时间(取决于输出电压[5])下工作。这导致变化的开关频率。

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图5 具有同步整流的非对称PWM反激式

根据优化结果,开发出了采用500V/140mΩ MOSFET的65W原型机(见图6)[6]。它支持USBPD,具有从5V/3A至20V/3.25A的不同输出电压曲线。根据输入和输出电压,工作频率在100kHz至220kHz之间变化。该原型机实 现了94.8%的最大效率,而Vin = 90V时的最低满载效率为93%,如图9所示。

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图6 基于非对称PWM反激式拓扑结构的65W USB-PD适配器原型机。该原型机的功率密度为27 W/in3(带外壳:20W/in3)

3.2 运行方式

非对称PWM反激式转换器的操作可以通过使用如图7所示的四个阶段来解释:

  • 阶段1:能量储存阶段

  • 阶段2:死区时间1

  • 阶段3:能量转移阶段

  • 阶段4:死区时间2

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图7 非对称PWM反激的典型波形(蓝色:LC槽路电流,红色:磁化电流,黄色:次级端电流)

在第一阶段期间,高边开关接通,低边开关断开。变压器电流增加,谐振电容器Cr充电。次级二极管不导通。没有能量传递到次级侧。

阶段2: 在此阶段,两个开关都关闭。变压器中的电流将迫使半桥中点下降,直到下部MOSFET的体二极管钳位电压。

阶段3: 在所谓的能量传递阶段期间,低边开关在ZVS条件下接通。高边开关保持关闭状态。变压器中的电压反转;因此,次级二极管开始导通。存 储在变压器和谐振电容器中的能量被传递到输出端。次级侧电流是正弦的,谐振频率由谐振电容和变压器的漏电感定义。为了降低次级侧的 导通损耗,使用同步整流MOSFET。

阶段4: 在最后阶段,两个晶体管再次关闭。变压器中的电流现在将迫使半桥中点增加其电压。这将导致在ZVS条件下打开高边开关。 在标准反激式转换器或有源钳位反激式转换器中,变压器始终必须存储所有需要的能量。由于所需的输入电压范围,这可能导致变压器尺寸 没有得到优化。 在非对称反激式转换器中,能量存储以及从初级侧到次级侧的能量传输在谐振电容器和变压器之间共享。因此,可以显著减小变压器的尺寸。 如图8所示,变压器和谐振电容器的传输能量取决于输入电压。输入电压越高,从变压器传输到输出端的能量越多。

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图8 输入电压下变压器和谐振电容器之间的能量共享

为了将功率密度推至更高水平,GaN HEMT的使用成为强制需要,因为它们使得转换器的效率增加,并因此不再有热限制。GaN的第一个优点是大大减少了QOSS电荷,这使 得ZVS具有更低的磁化电流。因此,可以减少开关以及变压器中的导通损耗。此外,由于较低的栅极电荷,栅极驱动损耗降低。最后但同样重要的是,在ZVS期间与开关的COSS电容充电/放电相关的损耗在GaN HEMT中也低于超级结MOSFET [7]。因此,在整个输入电压范围内,整个系统的效率可以在满载时增加约0.4%,如图9所示。

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图9 红色曲线:输出电压Vout = 20V时根据输入电压测量的原型机的满载效率(Pout = 65W)。蓝色曲线:用600 V/190mΩ GaN HEMT替代500 V/140 mΩ Si MOSFET时可能改善的效率。

4 总结

所提出的谐振半桥反激式转换器已确定为适用于高效和紧凑型 USB-PD 适配器最有前景的拓扑结构。该概 念一方面提供了由于初级和次级开关的 ZVS 和 ZCS 切换而非常有效的操作,另一方面通过调节占空比可 以容易地控制输出电压。 进行的应用研究表明了增强型 GaN HEMT 在适配器和充电器应用中的明显价值。GaN HEMT 同时推动了 效率和密度到新的前沿。 对于移动应用,GaN 可为 65W USB-PD 适配器提供迄今无法实现的超过 20W/in³的小外形尺寸。

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