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变压器隔离全桥IGBT驱动电路设计

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深圳逸盛通科技有限公司

时间 : 2018-12-24 10:37 浏览量 : 69

变压器隔离全桥IGBT驱动电路设计


在脉冲电源中,驱动电路的质量直接关系到逆变器的正常工作。一个好的驱动电路首先要保证开关的安全,其次要使开关的损耗小。这两者之间存在矛盾。因为功率开关元件引起的损耗主要是开关损耗(开关损耗和关断损耗)。开关损耗与驱动脉冲信号上升沿和下降沿的陡度密切相关。下降沿和上升沿越陡,开关损耗越小,即电压和电流重叠的时间越短。然而,较陡的上升和下降沿将产生过大的脉冲电流和电压尖峰,这威胁到开关的安全。因此,为了实现安全有效的供电,有必要抑制或吸收这些电流和电压尖峰。本文介绍了一种变压器驱动的大功率IGBT模块电路。它不仅具有很强的驱动能力,而且能很好地吸收电压和电流尖峰。


1。驱动电路分析及驱动电路存在的问题


在中频脉冲渗碳电源中,快速进行过电流保护非常重要,驱动脉冲的无延迟传输在实时过电流保护中起着重要作用。同时,为了减少开关损耗,也需要驱动脉冲非常陡峭的上升和下降。一些特殊场合要求紧凑、简洁,不需要额外的驱动电源等。考虑到上述要求,采用变压器隔离全桥驱动电路,其电路如图1所示。

图1 变压器隔离全桥电路


图1变压器隔离全桥电路


在图1中,每个臂选择一个NMOSFET和一个PMOSFET。两个PWM控制信号1或2是高电平,即,1是高电平,2是低电平,Q 1和Q4是关闭的,Q 2和Q3是接通的,Q5是接通的。此时,Q2、Q3和T1的初级绕组将形成一条路径。在T1的一次侧施加脉冲电压,相应的二次侧得到驱动脉冲信号。1、2为低电平,Q1、Q2同时接通,T1原边短路,则次边无脉冲输出。MOSFET导通电阻小,响应快,能提供瞬时导通IGBT所需的大电流,保证驱动脉冲具有较陡的上升和下降沿。应注意的是,渗碳脉冲电源的输出脉冲控制芯片采用UC3825,属于峰值电流控制芯片。它具有抗磁偏置的能力,并且不需要添加直流电容器来防止磁偏置。相反,当增加直流电容时,会出现两个PWM控制信号不能同时关断的问题。在移除直流电容器之后,问题就消失了。因此,在使用直流电容时应注意芯片的控制方式,防止偏置。


虽然上述驱动电路解决了驱动信号的无延迟传输问题,并且为驱动脉冲提供了较陡的上升和下降沿,但是在驱动脉冲的上升和下降沿也有较大的开关峰值。上升沿过冲主要是由泄漏引起的。详细讨论了超调的具体分析和消除方法。下降沿的开关峰主要是由励磁电感引起的。通常,这两个峰值的减小是通过增加Rg(栅电阻)来实现的,但是增加Rg将减缓驱动脉冲的上升沿和下降沿的陡峭度并增加开关损耗。



图2一个脉冲周期各波形时序图

图2.第一脉冲周期的每个波形的时间序列图


具体工作过程分析如下:图2为脉冲周期。当正脉冲上升沿(t0~t3)出现时(这里只考虑正脉冲),电容C等效于短路。通过二极管D和电容C,IGBT可以获得较大的瞬时电流,从而缩短了驱动脉冲的上升时间。在图2中,正脉冲是IGBT的驱动信号,而负脉冲的上升沿是由另一个驱动脉冲引起的。因此,我们需要讨论的是另一个驱动脉冲的下降沿峰值。这四个输出脉冲是一样的,所以我们只需要讨论一种方式。然而,为了直观和完整,这里将其讨论为局部负脉冲的上升沿(如下所述)。当然,稳压支路也有电流流动,但是与加速电容器C支路相比,它非常小。没有电阻R,电容器将在几个脉冲周期内充电并失去其加速度。因此,需要当每个周期的上升沿到达时,电容器C的电荷不应该存储在电容器上。因此,一个小电阻并联连接到电容器,为电容器提供放电电路。IGBT的输入栅极电容为满,在平顶期间(t3-t4)栅极保持高电平。此时,IGBT的GE等效于断开,变压器二次侧保持高电平。当脉冲下降沿(t4-t9)到达时,IGBT的输入电容器在此期间将向后放电,需要减速。如果放电速度太快,将导致很大的关断峰值。因此,需要阻止通过加速电容器的加速放电。因此,在加速电容器前面串联一个快速恢复二极管,以便仅通过稳压管放电。压力调节器能很好地吸收其峰值,控制其下降沿的陡度。


在改进电路中增加的器件可以看作是一个可变电阻:当脉冲的上升沿开始到达IGBT Miller平台(t0-t2)时,电阻值非常小,主要是充电电流流过加速电容器的分支,从而持续加速栅极电容器的充电。IGBT。在此期间,IGBT Miller平台的充电电流率随着电容器电压的增加而逐渐减小。在米勒平台末端,充电电流为零,充电电流达到最大值。这可以通过栅极电阻上的电压波形来确认。在上升沿(t3)的末端,充电电流减小到几乎为零,因此没有出现过冲峰值。在电容器加速以阻塞其快速放电通道之前,添加反向二极管。图3是原始的驱动波形;图4是附加电路驱动波形;图5是负载满时的驱动波形。

图3 原始驱动波形 


图3原始驱动波形


2。驱动电路改进方法分析


图1所示的电路是对原有驱动电路的改进。通过在栅极上增加稳压器、二极管、电容器和电阻,可以良好地吸收上升沿、下降沿和峰值。


从图3和图4的比较中可以看出,在小延迟的情况下,峰值应该最小化。从图3中可以看出,要减小的主要峰值是负脉冲后缘处的过冲峰值,因为这个峰值可能达到IGBT的开口电压(Vth),这将导致同一桥臂的两个IGBT直接通过。同时,从图5可以看出,驱动波形在满载(600V/30A)下具有良好的稳定性,没有大的峰值,保证了IGBT的稳定性。设置,安全工作。


图4 改进电路驱动波形


图4改进了电路驱动波形

图5 满负载时驱动波形图


图5满载驱动波形


驱动等效电路如图6所示。其中,Lm是变压器次级侧的励磁电感;Z1是电压调节器(其反向等效于二极管,所以用二极管代替它);Rg是驱动电阻,Cgs是栅极和IGBT源之间的电容;R1是线路的等效电阻。等效电路表明:


Vgs=Vab+VZ1+VRg+VR1(1)


R1的实际值非常小,可以忽略不计。稳压二极管在D1和C1的两端并联连接。它的电压是D1和C1两端的电压之和。电压调节器二极管是一种“可变”电阻器,可随电流自动调节。通过改变电阻来控制上升沿和下降沿的速率,可以控制过冲峰值的大小。测量的Rg和驱动变压器次级侧的反向波形如图7所示。Rg上的电压波形是流过励磁电感的电流波形。正脉冲下降沿的过冲峰值是由激励电感引起的:


U=Lmdi/dt(2)


从公式(2)可以看出,励磁电感越小,励磁电感上的电压尖峰越小,IGBT G-S之间的电压尖峰越小。对于脉冲平顶,应综合考虑各种情况。


图6 正脉冲下降沿等效电路


图6。正脉冲下降沿的等效电路


图7  Rg与变压器次边反向波形


图7Rg和变压器次级侧的反向波形


三。结论


通过对上述改进电路的详细分析,可知驱动脉冲过冲峰值对安全构成威胁。


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